布線（Layout）是PCB設計工程師最基本的工作技能之一。走線的好壞將直接影響到整個系統的性能,大多數高速的設計理論也要最終經過Layout得以實現并驗證,由此可見,布線在高速PCB設計中是至關重要的。下面將針對實際布線中可能遇到的一些情況,分析其合理性,并給出一些比較優化的走線策略。主要從直角走線,差分走線,蛇形線等三個方面來闡述。1．直角走線 直角走線一般是PCB布線中要求盡量避免的情況,也幾乎成為衡量布線好壞的標準之一,那么直角走線究竟會對信號傳輸產生多大的影響呢？從原理上說,直角走線會使傳輸線的線寬發生變化,造成阻抗的不連續。其實不光是直角走線,頓角,銳角走線都可能會造成阻抗變化的情況。直角走線的對信號的影響就是主要體現在三個方面：一是拐角可以等效為傳輸線上的容性負載,減緩上升時間;二是阻抗不連續會造成信號的反射;三是直角尖端產生的EMI。
傳輸線的直角帶來的寄生電容可以由下面這個經驗公式來計算：C=61W(Er)1/2/Z0 在上式中,C就是指拐角的等效電容（單位：pF）,W指走線的寬度（單位：inch）,εr指介質的介電常數,Z0就是傳輸線的特征阻抗。舉個例子,對于一個4Mils的50歐姆傳輸線（<εr為4.3）來說,一個直角帶來的電容量大概為0.0101pF,進而可以估算由此引起的上升時間變化量：T10-90%=2.2*C*Z0/2 = 2.2*0.0101*50/2 = 0.556ps
通過計算可以看出,直角走線帶來的電容效應是極其微小的。由于直角走線的線寬增加,該處的阻抗將減小,于是會產生一定的信號反射現象,我們可以根據傳輸線章節中提到的阻抗計算公式來算出線寬增加后的等效阻抗,然后根據經驗公式計算反射系數：ρ=(Zs-Z0)/(Zs+Z0),一般直角走線導致的阻抗變化在7%-20%之間,因而反射系數最大為0.1左右。而且,可以看到,在W/2線長的時間內傳輸線阻抗變化到最小,再經過W/2時間又恢復到正常的阻抗,整個發生阻抗變化的時間極短,往往在10ps之內,這樣快而且微小的變化對一般的信號傳輸來說幾乎是可以忽略的。
很多人對直角走線都有這樣的理解,認為尖端容易發射或接收電磁波,產生EMI,這也成為許多人認為不能直角走線的理由之一。然而很多實際測試的結果顯示,直角走線并不會比直線產生很明顯的EMI。也許目前的儀器性能,測試水平制約了測試的精確性,但至少說明了一個問題,直角走線的輻射已經小于儀器本身的測量誤差。
總的說來,直角走線并不是想象中的那么可怕。至少在GHz以下的應用中,其產生的任何諸如電容,反射,EMI等效應在TDR測試中幾乎體現不出來,高速PCB設計工程師的重點還是應該放在布局,電源/地設計,走線設計,過孔等其他方面。當然,盡管直角走線帶來的影響不是很嚴重,但并不是說我們以后都可以走直角線,注意細節是每個優秀工程師必備的基本素質,而且,隨著數字電路的飛速發展,PCB工程師處理的信號頻率也會不斷提高,到10GHz以上的RF設計領域,這些小小的直角都可能成為高速問題的重點對象。
2差分走線
差分信號（Differential Signal）在高速電路設計中的應用越來越廣泛,電路中最關鍵的信號往往都要采用差分結構設計,什么另它這么倍受青睞呢？在PCB設計中又如何能保證其良好的性能呢？帶著這兩個問題,我們進行下一部分的討論。何為差分信號？通俗地說,就是驅動端發送兩個等值、反相的信號,接收端通過比較這兩個電壓的差值來判斷邏輯狀態“0”還是“1”。而承載差分信號的那一對走線就稱為差分走線。
差分信號和普通的單端信號走線相比,最明顯的優勢體現在以下三個方面：a.抗干擾能力強,因為兩根差分走線之間的耦合很好,當外界存在噪聲干擾時,幾乎是同時被耦合到兩條線上,而接收端關心的只是兩信號的差值,所以外界的共模噪聲可以被完全抵消。
b.能有效抑制EMI,同樣的道理,由于兩根信號的極性相反,他們對外輻射的電磁場可以相互抵消,耦合的越緊密,泄放到外界的電磁能量越少。c.時序定位精確,由于差分信號的開關變化是位于兩個信號的交點,而不像普通單端信號依靠高低兩個閾值電壓判斷,因而受工藝,溫度的影響小,能降低時序上的誤差,同時也更適合于低幅度信號的電路。目前流行的LVD（ow voltage differential signaling）就是指這種小振幅差分信號技術。 對于PCB工程師來說,最關注的還是如何確保在實際走線中能完全發揮差分走線的這些優勢。也許只要是接觸過Layout的人都會了解差分走線的一般要求,那就是“等長、等距”。等長是為了保證兩個差分信號時刻保持相反極性,減少共模分量;等距則主要是為了保證兩者差分阻抗一致,減少反射。“盡量靠近原則”有時候也是差分走線的要求之一。但所有這些規則都不是用來生搬硬套的,不少工程師似乎還不了解高速差分信號傳輸的本質。下面重點討論一下PCB差分信號設計中幾個常見的誤區。
誤區一：認為差分信號不需要地平面作為回流路徑,或者認為差分走線彼此為對方提供回流途徑。造成這種誤區的原因是被表面現象迷惑,或者對高速信號傳輸的機理認識還不夠深入。從接收端的結構可以看到,晶體管Q3,Q4的發射極電流是等值,反向的,他們在接地處的電流正好相互抵消（I1=0）,因而差分電路對于類似地彈以及其它可能存在于電源和地平面上的噪音信號是不敏感的。地平面的部分回流抵消并不代表差分電路就不以參考平面作為信號返回路徑,其實在信號回流分析上,差分走線和普通的單端走線的機理是一致的,即高頻信號總是沿著電感最小的回路進行回流,最大的區別在于差分線除了有對地的耦合之外,還存在相互之間的耦合,哪一種耦合強,那一種就成為主要的回流通路。
在PCB電路設計中,一般差分走線之間的耦合較小,往往只占10~20%的耦合度,更多的還是對地的耦合,所以差分走線的主要回流路徑還是存在于地平面。當地平面發生不連續的時候,無參考平面的區域,差分走線之間的耦合才會提供主要的回流通路。盡管參考平面的不連續對差分走線的影響沒有對普通的單端走線來的嚴重,但還是會降低差分信號的質量,增加EMI,要盡量避免。也有些設計人員認為,可以去掉差分走線下方的參考平面,以抑制差分傳輸中的部分共模信號,但從理論上看這種做法是不可取的,阻抗如何控制？不給共模信號提供地阻抗回路,勢必會造成EMI輻射,這種做法弊大于。
誤區二：認為保持等間距比匹配線長更重要。在實際的PCB布線中,往往不能同時滿足差分設計的要求。由于管腳分布,過孔,以及走線空間等因素存在,必須通過適當的繞線才能達到線長匹配的目的,但帶來的結果必然是差分對的部分區域無法平行,這時候我們該如何取舍呢？在下結論之前我們先看看下面一個仿真結果。從上面的仿真結果看來,方案1和方案2波形幾乎是重合的,也就是說,間距不等造成的影響是微乎其微的,相比較而言,線長不匹配對時序的影響要大得多（方案3）。再從理論分析來看,間距不一致雖然會導致差分阻抗發生變化,但因為差分對之間的耦合本身就不顯著,所以阻抗變化范圍也是很小的,通常在10%以內,只相當于一個過孔造成的反射,這對信號傳輸不會造成明顯的影響。而線長一旦不匹配,除了時序上會發生偏移,還給差分信號中引入了共模的成分,降低信號的質量,增加了EMI。可以這么說,PCb差分走線的設計中最重要的規則就是匹配線長,其它的規則都可以根據設計要求和實際應用進行靈活處理。
誤區三：認為差分走線一定要靠的很近。讓差分走線靠近無非是為了增強他們的耦合,既可以提高對噪聲的免疫力,還能充分利用磁場的相反極性來抵消對外界的電磁干擾。雖說這種做法在大多數情況下是非常有利的,但不是絕對的,如果能保證讓它們得到充分的屏蔽,不受外界干擾,那么我們也就不需要再讓通過彼此的強耦合達到抗干擾和抑制EMI的目的了。如何才能保證差分走線具有良好的隔離和屏蔽呢？增大與其它信號走線的間距是最基本的途徑之一,電磁場能量是隨著距離呈平方關系遞減的,一般線間距超過4<倍線寬時,它們之間的干擾就極其微弱了,基本可以忽略。此外,通過地平面的隔離也可以起到很好的屏蔽作用,這種結構在高頻的（10G以上）IC封裝PCB設計中經常會用采用,被稱為CPW結構,可以保證嚴格的差分阻抗控制（2Z0）。
差分走線也可以走在不同的信號層中,但一般不建議這種走法,因為不同的層產生的諸如阻抗、過孔的差別會破壞差模傳輸的效果,引入共模噪聲。此外,如果相鄰兩層耦合不夠緊密的話,會降低差分走線抵抗噪聲的能力,但如果能保持和周圍走線適當的間距,串擾就不是個問題。在一般頻率（GHz以下）,EMI也不會是很嚴重的問題,實驗表明,相距500Mils的差分走線,在3米之外的輻射能量衰減已經達到60dB,足以滿足FCC的電磁輻射標準,所以設計者根本不用過分擔心差分線耦合不夠而造成電磁不兼容問題。
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