找不到AD8302中文文檔，自己翻譯了主要的部分。
結(jié)構(gòu) AD8302的一般形式如圖2所示。主要模塊包括兩個解調(diào)對數(shù)放大器、相位檢測器、輸出放大器、偏置單元和輸出參考電壓緩沖器。對數(shù)放大器和鑒相器對高頻信號進(jìn)行處理，并將電流形式的增益和相位信息傳遞給輸出放大器。輸出放大器決定最終增益和相位縮放。外部濾波電容器為各自的輸出設(shè)置平均時間常數(shù)。參考緩沖器提供一個1.80 V的參考電壓來跟蹤內(nèi)部縮放常數(shù)。 每個對數(shù)放大器由6個10分貝級聯(lián)增益級聯(lián)和7個相關(guān)探測器組成。單個增益級具有超過5ghz的3 dB帶寬。信號路徑完全差分，以減小共模信號和噪聲的影響。由于級聯(lián)增益共60db，微弱的直流偏置會導(dǎo)致后級限，這可能會導(dǎo)致小信號的測量誤差。這是通過一個反饋循環(huán)來糾正的。該環(huán)路的標(biāo)稱高通角頻率fHP在內(nèi)部設(shè)置為200mhz，但可以通過向OFSA和OFSB引腳增加外部電容來降低。頻率遠(yuǎn)低于高通角的信號與直流偏移量無法區(qū)分，也為零。對數(shù)放大器輸出的差異是通過電流的形式表示,由等式2類推而得: 其中ILA和ISLP分別為對數(shù)放大器的輸出電流差和特征斜率(電流)。斜率是由一個精確的參考，設(shè)計城溫度和電源電壓不敏感。 相位檢測器對其兩個輸入使用完全對稱的結(jié)構(gòu)，以保持沿兩個信號路徑的平衡延遲。完全差分信號再次將對共模擾動的靈敏度降到最低。電流型等效方程3: 其中IPD和IΦ分別為相檢波器的輸出電流和特征斜率。斜率與對數(shù)放大器斜率的參考值相同。 注意，按照慣例，相位差的取值范圍是從180到+180。由于這種類型的鑒相器不區(qū)分±90，所以它被認(rèn)為有一個明確的180相位差范圍，可以是0到+180(以+90為中心)，也可以是0到-180(以-90為中心)。 兩個輸出接口的基本結(jié)構(gòu)如圖3所示。它接受一個設(shè)定值輸入，包括一個內(nèi)部積分/平均電容和一個帶增益k的緩沖放大器。對這些設(shè)定值的外部訪問提供了幾種操作模式，并允許靈活地調(diào)整增益和相位傳輸特性。以跨電阻RF為特征的設(shè)置點接口塊生成與輸入引腳、MSET或PSET的電壓成比例的電流。為了建立增益和相位函數(shù)的中心點(VCP)，在內(nèi)部引入了900 mV的精確偏移電壓，即，對應(yīng)于增益為0 dB和相位差為90的設(shè)定值電壓。這個設(shè)定值電流從信號電流IIN中減去，IIN來自增益通道中的對數(shù)放大器或相位檢測器。所產(chǎn)生的差異被集成在MFLT或PFLT的平均電容上，然后由輸出放大器緩沖到各自的輸出引腳、VMAG和VPHS。通過這種開環(huán)布置，輸出電壓是測量的增益/相位與期望設(shè)定值之間的差值的簡單積分： 其中IFB為反饋電流= (VSET-VCP)/RF, VSET為設(shè)定值輸入，T為積分時間常數(shù)= RFCAVE/K，其中CAVE為內(nèi)部1.5 pF與外部電容CFLT并聯(lián)組合。 基本的連接 測量模式 AD8302的基本功能是直接測量增益和相位。當(dāng)輸出引腳VMAG和VPHS直接連接到反饋設(shè)定值輸入引腳MSET和PSET時，將調(diào)用缺省斜率和中心點。圖4中所示的這個基本連接稱為測量模式。由積分器強(qiáng)制來自設(shè)定點接口的電流等于來自對數(shù)安培和相位檢測器的信號電流。閉環(huán)傳遞函數(shù)： 時間常數(shù)T表示單極響應(yīng)按dB縮放的增益和按度縮放的相位函數(shù)的包絡(luò)線。一個小的內(nèi)部電容設(shè)置最大的包絡(luò)帶寬約為30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在此帶寬內(nèi)跟隨增益和相位包線。如果需要較長的平均時間，根據(jù)T (ns) = 3.3 CAVE (pF)，可以根據(jù)需要添加CFLT。為了獲得最小超調(diào)的最佳瞬態(tài)響應(yīng)，建議在MFLT和PFLT引腳上添加1 pF最小值的外部電容。  在低頻條件下，由式4和式5給出的增益和相位傳遞函數(shù)變?yōu)椋?/div> 如圖5所示。式8b中，PINA和PINB為VINA-和VINB在特定參考阻抗時的功率。對于增益函數(shù)，RFISLP表示的斜率為600mv / decade，或者除以20db / decade，等于30mv /dB。0 dB增益的中心點為900 mV, 30 dB到+30 dB的范圍覆蓋了從0 V到1.8 V的整個電壓范圍。RFIΦ代表相位函數(shù)的斜率10 mV /度。90°相位差的中心點為900 mV, 0到180的范圍覆蓋從1.8 V到0v的整個電壓范圍。0到180的范圍覆蓋相同的電壓范圍，但斜率相反。
接口到輸入通道 兩個通道的單端輸入接口是相同的。每個通道的組成為兩個驅(qū)動引腳、INPA和INPB和兩個ac接地引腳、OFSA和OFSB。所有四個引腳的內(nèi)部dc偏置距正電源約100 mV，需要外部交流耦合到輸入信號并接地。對于信號引腳，耦合電容應(yīng)在信號頻率上提供可忽略的阻抗。對于接地腳，耦合電容具有兩種功能:交流接地和設(shè)置內(nèi)偏置補(bǔ)償回路的高通角頻率。有一個內(nèi)部10 pF電容接地，設(shè)置最大的角約200兆赫。根據(jù)公式fHP (MHz) = 2/CC(nF)可以降低轉(zhuǎn)角，其中CC為OFSA或OFSB到地面的總電容，包括內(nèi)部的10pf。 對INPA和INPB的輸入阻抗是頻率、偏置補(bǔ)償電容和包寄生的函數(shù)。在中等的頻率高于fHP,輸入網(wǎng)絡(luò)可以3 kΩ的分流電阻與2 pF電容器并聯(lián)。在更高的頻率,分流電阻減少大約500Ω。圖6中的Smith圖表顯示了100 MHz到3 GHz頻率范圍內(nèi)的輸入阻抗。 耦合電容信號側(cè)的寬帶電阻端部可用于匹配給定的源阻抗。終端電阻RT： 其中RIN為輸入電阻，RS為源阻抗。在較高的頻率下，可能需要進(jìn)行無功窄帶匹配來排除輸入阻抗的無功部分。雙對數(shù)放大器結(jié)構(gòu)的一個重要特性是，如果兩個通道頻率相同，且具有相同的輸入網(wǎng)絡(luò)，那么阻抗不匹配和反射損耗本質(zhì)上成為共模，因此不會影響相對增益和相位測量。然而，這些外部組件的不匹配可能導(dǎo)致測量錯誤。 動態(tài)范圍 增益子系統(tǒng)的最大測量范圍被限制為從-30 dB到+30 dB分布的60 dB。這意味著增益和衰減都可以測量。這些限制是由每個單獨的對數(shù)放大器可以檢測到的最小和最大電平?jīng)Q定的。AD8302,每個對數(shù)放大器可以檢測輸入從-73伏特分貝(223μV -60 dBm re: 50Ω）到-13伏特分貝(223 mV, 0 dBm re: 50Ω)]。注意，對數(shù)放大器對電壓而不是功率有響應(yīng)。同等功率能推斷出給定一個阻抗水平,例如,將從伏特分貝到dBm轉(zhuǎn)換在50Ω系統(tǒng)中,只需添加13分貝。為了覆蓋整個范圍，有必要對一個對數(shù)放大器應(yīng)用一個參考電平，該電平恰好對應(yīng)于它的中程。AD8302,這個級別是在-43伏特分貝,對應(yīng)于-30dbm在50Ω環(huán)境中。另一個通道現(xiàn)在可以從它的低端掃頻，低于中檔30分貝，到它的高端掃頻，高于中檔30分貝。如果基準(zhǔn)從中程偏移，一些測量范圍將在極值處丟失。這種情況可能發(fā)生在對數(shù)安培超出了范圍，或者到達(dá)地面或1.8 V的軌道時。圖7說明了引用通道級別放置的效果。如果選擇比中值低10 dB的參考電壓，那么下限將是-20 dB，而不是-30 dB。如果所選擇的引用比基準(zhǔn)高10 dB，則上限將為20 dB，而不是30 dB。 相位測量范圍為0 ~ 180°，相位差為0到-180°時，其斜率與符號相反，其傳遞特性如圖5所示。相位檢測器響應(yīng)兩個輸入通道之間零點交叉的相對位置。在較高的頻率下，有限的振幅有限輸入的上升和下降時間造成了一種模糊的情況，導(dǎo)致在0和180極限處無法進(jìn)入死區(qū)。為了獲得最大的相位差覆蓋范圍，應(yīng)該將基準(zhǔn)相位差設(shè)置為90。
幅度和相位的交叉調(diào)制 在高頻情況下，由于片上寄生和板級寄生，A、B通道信號之間不可避免地會發(fā)生非故意的交叉耦合。當(dāng)向AD8302輸入端提供的兩個信號處于非常不同的電平時，交叉耦合引入了相位和幅度響應(yīng)的交叉調(diào)制。如果這兩個信號保持在相同的相對電平，并且它們之間的相位被調(diào)制，那么只有相位輸出應(yīng)該響應(yīng)。由于相位-幅值交叉調(diào)制，幅值輸出呈現(xiàn)殘差響應(yīng)。當(dāng)調(diào)制幅度差時，相對相位保持不變，即，通過幅相交叉調(diào)制，可以觀察到預(yù)期的幅值響應(yīng)和殘余相響應(yīng)。這些影響顯著的點取決于信號頻率和差值的大小。通常，對于小于20 dB的差異，在900mhz時交叉調(diào)制的影響可以忽略不計。 修改斜率和中心點 默認(rèn)的斜率和中心點值可以通過添加外部電阻來修改。由于輸出接口塊對于幅度函數(shù)和相位函數(shù)都是通用的，因此縮放修改技術(shù)對于兩個輸出都是同樣有效的。圖8演示了如何使用從VMAG和VPHS引腳到MSET和PSET引腳的簡單分壓器來修改斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 k?)。請注意,可能需要考慮MSET和PSET輸入阻抗20 k?制造公差為±20%。在這樣的反饋系統(tǒng)中，通常情況下，包絡(luò)線帶寬降低，從輸入端傳輸?shù)妮敵鲈肼曉黾酉嗤囊蛩亍＠?通過選擇R1 10kΩ和R2 20 k?,相應(yīng)地，增益斜率從30 mV / dB 增加到60mV / dB。范圍減小了2倍，新的中心點在- 15db處，即，范圍從- 30db(對應(yīng)VMAG = 0 V)擴(kuò)展到0 dB(對應(yīng)VMAG = 1.8 V)。 將中心點重新定位回其初始值0 dB，只需要對分壓器中較低電阻的接地側(cè)施加適當(dāng)?shù)碾妷骸Ｔ撾妷嚎梢杂赏獠刻峁部梢杂梢_VREF上的內(nèi)部參考電壓導(dǎo)出。的具體選擇R2 = 20 kΩ中心點很容易調(diào)整為0 dB通過連接VREF直接連到R2的低電壓端，如圖9所示。斜度的增加現(xiàn)在簡化為1 + R1/10 kΩ。由于這個1.80 V的參考電壓來自于確定標(biāo)稱中心點的相同帶隙基準(zhǔn)，因此與固定的外部電壓相比，它們隨溫度、電源和部件間變化的跟蹤效果應(yīng)該更好。如果在前面的例子中，將斜率加倍的中心點移動到0 dB，則范圍從VMAG = 0 V時的15 dB擴(kuò)展到VMAG = 1.8 V時的15 dB。 比較器和控制器模式 如果在圖10所示的安排中使用DUT作為要評估的元素，那么AD8302也可以在比較器模式下運(yùn)行。VMAG和VPHS引腳不再連接到MSET和PSET。增益和相位差比較的跳點閾值由施加于引腳MSET和PSET上的電壓決定： 其中GainSP (dB)和PhaseSP(°)是期望的增益和相位閾值。如果兩個輸入通道之間的實際增益和相位與這些閾值不同，則VMAG和VPHS的輸出會像比較器一樣切換，即：  通過關(guān)閉VMAG和VPHS輸出的循環(huán)，可以將比較器模式轉(zhuǎn)換為控制器模式。圖11展示了一個閉環(huán)控制器，它使用增益和相位調(diào)整元素來穩(wěn)定DUT的增益和相位。如果VMAG和VPHS被適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)為驅(qū)動DUT之前的增益和相位調(diào)整塊，DUT的實際增益和相位將被迫達(dá)到公式11和12中規(guī)定的設(shè)定點增益和相位。它們本質(zhì)上是AGC和APC循環(huán)。注意，與所有此類控制循環(huán)一樣，必須更詳細(xì)地考慮循環(huán)動態(tài)和適當(dāng)?shù)慕涌凇?/div> 應(yīng)用 測量放大器增益和壓縮 AD8302最基本的應(yīng)用是監(jiān)測放大器或混頻器等功能電路塊的增益和相位響應(yīng)。如圖12所示，定向耦合器DCB和DCA對黑盒DUT的輸入和輸出信號進(jìn)行采樣。衰減器確保向AD8302提供的信號電平在其動態(tài)范圍內(nèi)。從動態(tài)范圍的討論部分,最優(yōu)選擇的地方同時渠道PPOT = -30 dBm引用到50Ω,這對應(yīng)于-43伏特分貝。為達(dá)到這一目的，耦合因子與衰減的組合： 其中CB和CA為耦合系數(shù)，LB和LA為衰減因子，GAINNOM為名義DUT增益。如果兩個端口都使用相同的耦合器，那么兩個衰減器的差異可以補(bǔ)償名義DUT增益。當(dāng)實際增益為標(biāo)稱（名義上，實際沒有增益）時，VMAG輸出為900 mV，對應(yīng)于0 dB。標(biāo)稱增益的變化表現(xiàn)為與900 mV或0 dB之間的偏差，按30 mV/dB的比例縮放。根據(jù)與DUT相關(guān)的標(biāo)稱插入相位，相位測量可能需要與其中一個通道串聯(lián)的固定相移，以使標(biāo)稱相位差呈現(xiàn)給AD8302接近最佳90°點。 當(dāng)插入相位為標(biāo)稱時，VPHS輸出為900 mV。與標(biāo)稱值的偏差以10 mV/度的比例報告。表I給出了測量標(biāo)稱增益為10db、輸入功率為-10dbm的放大器的建議分量值。
增益測量應(yīng)用還可以以AM-AM(增益壓縮)和AM-PM轉(zhuǎn)換的形式監(jiān)控增益和相位畸變。在這種情況下，標(biāo)稱增益和相位對應(yīng)于那些在低輸入信號水平。隨著輸入電平的增加，輸出壓縮和過剩相移作為與低電平情況的偏差進(jìn)行測量。注意，為了正確運(yùn)行，掃頻輸入的信號電平必須保持在AD8302的動態(tài)范圍內(nèi)。
反射計 AD8302可配置為測量入射到負(fù)載上并從負(fù)載上反射的信號的幅度比和相位差。向量反射系數(shù)Γ定義為: 測量的反射系數(shù)可用于計算某一特定負(fù)載條件下的阻抗失配或駐波比(SWR)。這被證明在測量可變負(fù)載阻抗時特別有用，比如天線，它會降低性能，甚至造成物理損傷。圖13所示的矢量反射計由一對定向耦合器組成，它們對入射信號和反射信號進(jìn)行采樣。衰減器在AD8302的動態(tài)范圍內(nèi)重新定位兩個信號電平。與式15、16相似，衰減因子和耦合系數(shù)分別為: 式中: ΓNOM為dB中的標(biāo)稱反射系數(shù)，對于無源荷載為負(fù)。考慮入射信號為10 dBm，標(biāo)稱反射系數(shù)為- 19db的情況。如圖13所示，兩邊使用20 dB耦合器，POPT使用-30 dBm，通道A和通道B的衰減器分別為1 dB和20 dB。反射系數(shù)的大小和相位可以在VMAG和VPHS引腳得到，刻度為到30 mV/dB和10 mV/度時得到。當(dāng)為Γ為- 19db時，VMAG輸出為900 mV。
如果不處理板級細(xì)節(jié)，測量精度可能會受到影響。盡量減少串聯(lián)耦合器之間的物理距離，因為額外的路徑長度增加相位誤差。保持從耦合器到AD8302的路徑盡可能匹配，因為任何差異都會導(dǎo)致測量誤差。耦合器的有限指向性D設(shè)置了最小可檢測反射系數(shù)，即：
完整的Word格式文檔51黑下載地址：
| 
