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上一章我們談到并聯穩壓電源有效率低、輸出電壓調節范圍小和穩定度不高這三個缺點。而串聯穩壓電源正好可以避免這些缺點，所以現在廣泛使用的一般都是串聯穩壓電源。

一、簡易串聯穩壓電源

圖4－1－1是簡易串聯穩壓電源，T1是調整管，D1是基準電壓源，R1是限流電阻，R2是負載。由于T1基極電壓被D1固定在UD1，T1發射結電壓（UT1）BE在T1正常工作時基本是一個固定值（一般硅管為0.7V，鍺管為0.3V），所以輸出電壓UO＝UD1－（UT1）BE。當輸出電壓遠大于T1發射結電壓時，可以忽略（UT1）BE，則UO≈UD1。

下面我們分析一下建議串聯穩壓電源的穩壓工作原理：

假設由于某種原因引起輸出電壓UO降低，即T1的發射極電壓（UT1）E降低，由于UD1保持不變，從而造成T1發射結電壓（UT1）BE上升，引起T1基極電流（IT1）B上升，從而造成T1發射極電流（IT1）E被放大β倍上升，由晶體管的負載特性可知，這時T1導通更加充分管壓降（UT1）CE將迅速減小，輸入電壓UI更多的加到負載上，UO得到快速回升。這個調整過程可以使用下面的變化關系圖表示：

UO↓→（UT1）E↓→UD1恒定→（UT1）BE↑→（IT1）B↑→（IT1）E↑→（UT1）CE↓→UO↑

當輸出電壓上升時，整個分析過程與上面過程的變化相反，這里我們就不再重復，只是簡單的用下面的變化關系圖表示：

UO↑→（UT1）E↑→UD1恒定→（UT1）BE↓→（IT1）B↓→（IT1）E↓→（UT1）CE↑→UO↓

這里我們只分析了輸出電壓UO降低的穩壓工作原理，其實輸入電壓UI降低等其他情況下的穩壓工作原理都與此類似，最終都是反應在輸出電壓UO降低上，因此工作原理大致相同。

從電路的工作原理可以看出，穩壓的關鍵有兩點：一是穩壓管D1的穩壓值UD1要保持穩定；二是調整管T1要工作在放大區且工作特性要好。

其實還可以用反饋的原理來說明簡易串聯穩壓電源的工作原理。由于電路是一個射極輸出器，屬于電壓串聯負反饋電路，電路的輸出電壓為UO＝（UT1）E≈（UT1）B，由于（UT1）B保持穩定，所以輸出電壓UO也保持穩定。

簡易串聯穩壓電源由于使用固定的基準電壓源D1，所以當需要改變輸出電壓時只有更換穩壓管D1，這樣調整輸出電壓非常不方便。另外由于直接通過輸出電壓UO的變化來調節T1的管壓降（UT1）CE，這樣控制作用較小，穩壓效果還不夠理想。因此這種穩壓電源僅僅適合一些比較簡單的應用場合。

圖4－1－1是簡易串聯穩壓電源的一個實際應用電路，這個電路用在無錫市無線電五廠生產的“詠梅”牌771型8管臺式收音機上。其中T8、DZ、R18構成簡易穩壓電路，B6、D4～D7、C21組成整流濾波電路。由于T8發射結有0.7V壓降，為保證輸出電壓達到6V，應選用穩壓值為6.7V左右的穩壓管。

二、串聯負反饋穩壓電源

由于簡易串聯穩壓電源輸出電壓受穩壓管穩壓值得限制無法調節，當需要改變輸出電壓時必須更換穩壓管，造成電路的靈活性較差；同時由輸出電壓直接控制調整管的工作，造成電路的穩壓效果也不夠理想。所以必須對簡易穩壓電源進行改進，增加一級放大電路，專門負責將輸出電壓的變化量放大后控制調整管的工作。由于整個控制過程是一個負反饋過程，所以這樣的穩壓電源叫串聯負反饋穩壓電源。

圖4－2－1是串聯負反饋穩壓電路電路圖，其中T1是調整管，D1和R2組成基準電壓，T2為比較放大器，R3～R5組成取樣電路，R6是負載。其電路組成框圖見圖4－2－2。

假設由于某種原因引起輸出電壓UO降低時，通過R3～R5的取樣電路，引起T2基極電壓（UT2）O成比例下降，由于T2發射極電壓（UT2）E受穩壓管D1的穩壓值控制保持不變，所以T2發射結電壓（UT2）BE將減小，于是T2基極電流（IT2）B減小，T2發射極電流（IT2）E跟隨減小，T2管壓降（UT2）CE增加，導致其發射極電壓（UT2）C上升，即調整管T1基極電壓（UT1）B將上升，T1管壓降（UT1）CE減小，使輸入電壓UI更多的加到負載上，這樣輸出電壓UO就上升。這個調整過程可以使用下面的變化關系圖表示：

UO↓→（UT2）O↓→UD1恒定→（UT2）BE↓→（IT2）B↓→（IT2）E↓→（UT2）CE↑

→（UT2）C↑→（UT1）B↑→（UT1）CE↓→UO↑

當輸出電壓升高時整個變化過程與上面完全相反，這里就不再贅述，簡單的用下圖表示：

UO↑→（UT2）O↑→UD1恒定→（UT2）BE↑→（IT2）B↑→（IT2）E↑→（UT2）CE↓

→（UT2）C↓→（UT1）B↓→（UT1）CE↑→UO↓

與簡易串聯穩壓電源相似，當輸入電壓UI或者負載等其他情況發生時，都會引起輸出電壓UO的相應變化，最終都可以用上面分析的過程說明其工作原理。

在串聯負反饋穩壓電源的整個穩壓控制過程中，由于增加了比較放大電路T2，輸出電壓UO的變化經過T2放大后再去控制調整管T1的基極，使電路的穩壓性能得到增強。T2的β值越大，輸出的電壓穩定性越好。

2、調節輸出電壓

前面我們還說到R3～R5是取樣電路，由于取樣電路并聯在穩壓電路的輸出端，而取樣電壓實際上是通過這三個電阻分壓后得到。在選取R3～R5的阻值時，可以通過選擇適當的電阻值來使流過分壓電阻的電流遠大于流過T2基極的電流。也就是說可以忽略T2基極電流的分流作用，這樣就可以用電阻分壓的計算方法來確定T2基極電壓（UT2）B。

當R4滑動到最上端時T2基極電壓（UT2）B為：

此時輸出電壓為：

這時的輸出電壓是最小值。

當R4滑動到最下端時T2基極電壓（UT2）B為：

此時輸出電壓為：

這時的輸出電壓是最大值。

以上計算中，當（UT2）BE<<UD1時可以忽略（UT2）BE的值。

通過上面的計算我們可以看出，只要合適選擇R3～R5的阻值就可以控制輸出電壓UO的范圍，改變R3和R5的阻值就可以改變輸出電壓UO的邊界值。

3、增加輸出電流

當輸出電流不能達到要求時，可以通過采用復合調整管的方法來增加輸出電流。一般復合調整管有四種連接方式，如圖4－2－7所示。

圖4－2－7中的復合管都是由一個小功率三極管T2和一個大功率三極管T1連接而成。復合管就可以看作是一個放大倍數為βT1βT2，極性和T2一致，功率為（PT1）PCM的大功率管，而其驅動電流只要求（IT2）B。

圖4－2－8是一個實用串聯負反饋穩壓電源電路圖。此電路采用圖4－2－7（a）中的復合管連接方法來增加輸出電流大小。另外還增加了一個電容C2，它的主要作用是防止產生自激振蕩，一旦發生自激振蕩可由C2將其旁路掉。

三、設計實例

這一節我們綜合運用前面各章節的知識，根據給定條件實際設計一個直流穩壓電源，通過這個設計實例更好的掌握串聯負反饋穩壓電源的設計。由于是業余條件下的設計，有些參數指標并沒有過多考慮，有部分參數以經驗值進行估算。這樣可以避免涉及過深、過多的理論知識，對于業余條件下的應用完全可以滿足。

①直流輸出電壓UO：6V～15V；

②最大輸出電流IO：500mA；

③電網電壓變化±10％時，輸出電壓變化小于±1％；

圖4－3－1：直流穩壓電源電路設計初選電路圖

由于橋式整流、電容濾波電路十分成熟，這里我們選擇橋式整流、電容濾波電路作為電源的整流、濾波部分。由于要求電源輸出電壓有一定的調整范圍，穩壓電源部分選擇串聯負反饋穩壓電路。同時由于對輸出電流要求比較大，調整管必須采用復合管。綜合這些因素可以初步確定電路的形式，參見圖4－2－9。

這一部分主要計算變壓器B1次級輸出電壓（UB1）O和變壓器的功率PB1。

一般整流濾波電路有2V以上的電壓波動（設為ΔUD）。調整管T1的管壓降（UT1）CE應維持在3V以上，才能保證調整管T1工作在放大區。整流輸出電壓最大值為15V。根據第二章《常用整流濾波電路計算表》可知，橋式整流輸出電壓是變壓器次級電壓的1.2倍。

當電網電壓下降－10％時，變壓器次級輸出的電壓應能保證后續電路正常工作，那么變壓器B1次級輸出電壓（UB1）OMIN應該是：

（UB1）OMIN＝（ΔUD＋（UT1）CE＋（UO）MAX）÷1.2

（UB1）OMIN＝（2V＋3V＋15V）÷1.2＝20V÷1.2＝16.67V

則變壓器B1次級額定電壓為：

（UB1）O＝（UB1）OMIN÷0.9

（UB1）O＝16.67V÷0.9＝18.5V

當電網電壓上升＋10％時，變壓器B1的輸出功率最大。這時穩壓電源輸出的最大電流（IO）MAX為500mA。此時變壓器次級電壓（UB1）OMAX為：

（UB1）OMAX＝（UB1）O×1.1

（UB1）OMAX＝18.5V×1.1＝20.35V

變壓器B1的設計功率為：

PB1＝（UB1）OMAX×（IO）MAX

PB1＝20.35V×500mA＝10.2VA

為保證變壓器留有一定的功率余量，確定變壓器B1的額定輸出電壓為18.5V，額定功率為12VA。實際購買零件時如果沒有輸出電壓為18.5V的變壓器可以選用輸出電壓為18V或以上的變壓器。當選用較高輸出電壓的變壓器時，后面各部分電路的參數需要重新計算，以免由于電壓過高造成元件損壞。

這一部分主要計算整流管的最大電流（ID1）MAX和耐壓（VD1）RM。由于四個整流管D1～D4參數相同，所以只需要計算D1的參數。

根據第二章《常用整流濾波電路計算表》可知，整流管D1的最大整流電流為：

（ID1）MAX＝0.5×IO

（ID1）MAX＝0.5×500mA＝0.25A

考慮到取樣和放大部分的電流，可選取最大電流（ID1）MAX為0.3A。

整流管D1的耐壓（VD1）RM即當市電上升10％時D1兩端的最大反向峰值電壓為：

（VD1）RM≈1.414×（UB1）OMAX＝1.414×1.1×（UB1）O≈1.555×（UB1）O

（VD1）RM≈1.555×18.5V≈29V

得到這些參數后可以查閱有關整流二極管參數表，這里我們選擇額定電流1A，反向峰值電壓50V的IN4001作為整流二極管。

這里主要計算濾波電容的電容量C1和其耐壓VC1值。

根據根據第二章濾波電容選擇條件公式可知濾波電容的電容量為（3－5）×0.5×T÷R，一般系數取5，由于市電頻率是50Hz，所以T為0.02S，R為負載電阻。

當最不利的情況下，即輸出電壓為15V，負載電流為500mA時：

C1＝5×0.5×T÷（UO÷IO）

C1＝5×0.5×0.02S÷（15V÷0.5A）≈1666μF

當市電上升10％時整流電路輸出的電壓值最大，此時濾波電容承受的最大電壓為：

VC1＝（UB1）OMAX＝20.35V

實際上普通電容都是標準電容值，只能選取相近的容量，這里可以選擇2200μF的鋁質電解電容。耐壓可選擇25V以上，一般為留有余量并保證長期使用中的安全，可將濾波電容的耐壓值選大一點，這里選擇35V。

調整部分主要是計算調整管T1和T2的集電極－發射極反向擊穿電壓（BVT1）CEO，最大允許集電極電流（IT1）CM，最大允許集電極耗散功率（PT1）CM。

在最不利的情況下，市電上升10％，同時負載斷路，整流濾波后的出電壓全部加到調整管T1上，這時調整管T1的集電極－發射極反向擊穿電壓（BVT1）CEO為：

（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V

考慮到留有一定余量，可取（BVT1）CEO為25V。

當負載電流最大時最大允許集電極電流（IT1）CM為：

（IT1）CM＝IO＝500mA

考慮到放大取樣電路需要消耗少量電流，同時留有一定余量，可�。↖T1）CM為600mA。

這樣大允許集電極耗散功率（PT1）CM為：

（PT1）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT1）CM

（PT1）CM＝（20.35V-6V）×600mA＝8.61W

考慮到留有一定余量，可�。≒T1）CM為10W。

查詢晶體管參數手冊后選擇3DD155A作為調整管T1。該管參數為：PCM＝20W，ICM＝1A，BVCEO≥50V，完全可以滿足要求。如果實在無法找到3DD155A也可以考慮用3DD15A代替，該管參數為：PCM＝50W，ICM＝5A，BVCEO≥60V。

選擇調整管T1時需要注意其放大倍數β≥40。

調整管T2各項參數的計算原則與T1類似，下面給出各項參數的計算過程。

（BVT2）CEO＝（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V

同樣考慮到留有一定余量，取（BVT2）CEO為25V。

（IT2）CM＝（IT1）CM÷βT1

（IT2）CM＝600mA÷40＝15mA

（PT2）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT2）CM

（PT2）CM＝（20.35V－6V）×15mA＝0.21525W

考慮到留有一定余量，可取（PT2）CM為250mW。

查詢晶體管參數手冊后選擇3GD6D作為調整管T2。該管參數為：PCM＝500mW，ICM＝20mA，BVCEO≥30V，完全可以滿足要求。還可以采用9014作為調整管T2，該管參數為：PCM＝450mW，ICM＝100mA，BVCEO≥45V，也可以滿足要求。

選擇調整管T2時需要注意其放大倍數β≥80。

則此時T2所需要的基極驅動電流為：

（IT2）MAX＝（IT2）CM÷βT1＝15mA÷80＝0.1875mA

7、基準電源部分

基準電源部分主要計算穩壓管D5和限流電阻R2的參數。

穩壓管D5的穩壓值應該小于最小輸出電壓UOMIN，但是也不能過小，否則會影響穩定度。這里選擇穩壓值為3V的2CW51，該型穩壓管的最大工作電流為71mA，最大功耗為250mW。為保證穩定度，穩壓管的工作電流ID5應該盡量選擇大一些。而其工作電流ID5＝（IT3）CE＋IR2，由于（IT3）CE在工作中是變化值，為保證穩定度取IR2＞＞（IT3）CE，則ID5≈IR2。

這里初步確定IR2MIN＝8mA，則R2為：

R2＝（UOMIN－UD5）÷IR2MIN

R2＝（6V－3V）÷8mA＝375Ω

實際選擇時可取R2為390Ω

當輸出電壓UO最高時，IR2MAX為：

IR2MAX＝15V÷390≈38.46mA

這時的電流IR2MAX小于穩壓管D5的最大工作電流，可見選擇的穩壓管能夠安全工作。

取樣部分主要計算取樣電阻R3、R4、R5的阻值。

由于取樣電路同時接入T3的基極，為避免T3基極電流IT3B對取樣電路分壓比產生影響，需要讓IT3B＞＞IR3。另外為了保證穩壓電源空載時調整管能夠工作在放大區，需要讓IR3大于調整管T1的最小工作電流（IT1）CEMIN。由于3DD155A最小工作電流（IT1）CEMIN為1mA，因此取IR3MIN＝10mA。則可得：

R3＋R4＋R5＝UOMIN÷IR3MIN

R3＋R4＋R5＝6V÷10mA＝600Ω

當輸出電壓UO＝6V時：

UD5＋（UT3）BE＝（R4＋R5）÷（R3＋R4＋R5）×UO

（R4＋R5）＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO

（R4＋R5）＝（3V＋0.7V）×600Ω÷6V＝370Ω

當輸出電壓UO＝15V時：

UD5＋（UT3）BE＝R5÷（R3＋R4＋R5）×UO

R5＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO

R5＝（3V＋0.7V）×600Ω÷15V＝148Ω

實際選擇時可取R5為150Ω。這樣R4為220Ω，R3為230Ω。但實際選擇時可取R3為220Ω。

放大部分主要是計算限流電阻R1和比較放大管T3的參數。由于這部分電路的電流比較小，主要考慮T3的放大倍數β和集電極－發射極反向擊穿電壓（BVT1）CEO。

這里需要T3工作在放大區，可通過控制T3的集電極電流（IT3）C來達到。而（IT3）C是由限流電阻R1控制，并且有：

IR1＝（IT3）C＋（IT2）B

一方面，為保證T1能夠滿足負載電流的要求，要求滿足IR1＞（IT2）B；另一方面，為保證T3穩定工作在放大區，以保證電源的穩定度，其集電極電流（IT3）C不能太大。

這里可以選IR1為1mA，當輸出電壓最小時，則R1為：

R1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷IR1

R1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷1mA＝7.6KΩ

實際選擇時可取R1為7.5 KΩ。

當輸出電壓最大時，IR1為：

IR1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷R1

IR1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷7.5 KΩ≈1.013mA

可見當輸出電壓最大時IR1上升幅度僅1％，對T3工作點影響不大，可滿足要求。

由于放電電路的電流并不大，各項電壓也都小于調整電路，可以直接選用3GD6D或9014作為放大管T3。

在T2的基極與地之間并聯有電容C2，此電容的作用是為防止發生自激振蕩影響電路工作的穩定性，一般可取0.01μF/35V。在電源的輸出端并聯的電容C3是為提高輸出電壓的穩定度，特別對于瞬時大電流可以起到較好的抑制作用，可選470μF/25V鋁電解電容。

通過前面的計算，已經得到了所有元件的參數�？梢詫⑦@些參數標注到圖4－3－1中，這樣就得到完整的串聯負反饋穩壓電源電路圖，見圖4－3－2。這里計算的其實都還只是初步的參數，實際組裝完畢后應該仔細測量電源的各項指標是否符合要求，各部分元件工作是否正常。如果發現問題，應該根據實際情況作出調整。根據調整的結果來修正原理圖中的電路參數，最終完成穩壓電源的設計。

四、串聯穩壓電源的改進措施

前面介紹的串聯負反饋穩壓電源只是一種基本的穩壓電路，實際使用中的穩壓電源可能會有各種各樣的特殊要求。有些要求更高的電壓穩定度，有些要求更大的輸出電流能力，有些要求有短路保護。這樣就需要針對不同的要求對前面介紹的電路進行改進。下面就對串聯負反饋穩壓電源的各種改進措施進行介紹。

一般改善穩定度的方法有：使用恒流源負載、增加電壓放大部分的級數、采用輔助的穩定電源、增加補償電路等方法。

使用恒流源負載

由于串聯負反饋穩壓電路是通過輸出電壓的變化量，經放大后來調節調整管的管壓降達到穩壓的目的。當放大倍數越高，電源的穩定度就越高。對于三極管放大器，當集電極電阻越大同時輸入電阻越小時，放大倍數就越大。但集電極電阻過大會造成集電極電流過小，會造成輸入電阻增大。為解決這個矛盾，可以使用恒流源負載代替集電極電阻。

圖4－4－1是一種使用三極管恒流源的穩壓電路。圖中虛線框內的T4、D2、R6、R7組成恒流源電路，作為T3發射極負載。

圖4－4－2是使用恒流二極管作為恒流源的穩壓電路。恒流二極管一種能在比較寬的電壓范圍內提供恒定電流的半導體器件。由于具有直流等效電阻低、交流動態阻抗高、穩定系數小、直流電壓降可調的優點。因此可用于代替圖4－4－1中的三極管恒流源。

圖4－4－3是使用場效應管作為恒流源的串聯負反饋穩壓電路。由于結型場效應管具有類似恒流二極管的特性，當漏極D接到整流濾波后的電壓，柵極G與源極S連接后接到放大管T3的集電極時，場效應管就成了放大管T3的集電極恒流源負載。

增加電壓放大部分的級數

由于當放大電路的放大倍數越高時，電源的穩定度就越高。一般單管放大電路的放大倍數有限，可以采用增加放大電路級數的方法來提高放大倍數，這樣也可以大大提高電源的穩定度。不過增加放大電路的級數后，電路更容易產生自激振蕩，在設計放大電路時需要采取手段避免電路產生自激。由于增加電壓放大級數不可避免的增加了電路的復雜程度，一般分離元件制作的穩壓電源中較少使用此方法。

采用輔助的穩定電源

在基本形式的串聯負反饋穩壓電路中，放大管T3的集電極電路R1直接連接到經整流濾波后的電壓上。由于這個電壓不是穩定的電壓，當其發生變化時，其變化量會加到調整管的基極，進而影響輸出電壓穩定度。可以通過將R1接入到一個穩定電壓的方法來避免這種影響。圖4－4－2中，D2、R6組成輔助穩壓電源，負責向R1提供穩定的電壓。這種形式的穩壓電路通常用在大輸出電流的穩壓電源中，可以顯著提高電源的穩定度。

增加補償電路

由于串聯負反饋穩壓電路是通過輸出電壓的變化量來控制穩定度，那么可以直接使用輸入電壓的波動或者負載電流的波動來進行補償控制，理想狀態下可以達到補償效果正好等于輸出電壓的變化量。但由于補償量的計算比較復雜，實際電路中受各種因素影響，補償效果也難以達到要求。一般較少采用此方法，多為針對特定電路采取的臨時措施。

并聯穩壓調整范圍小，是因為那個限流電阻的阻值不會變，
而且，三極管一直處于高壓鉗位狀態，管耗長期接近Pcₘₐₓ，既費電又傷管啊。

有沒有留意，圖 4–4–4 這電路，D2是接于T1射極的，是筆誤吧，
如果V⁺比Vout還穩定，D2就不該這樣接，跟R2直接連通就行了。

無論分立集成，電路的原理及制作都是一樣的，
這是串聯穩壓，這串聯穩壓是線性的，以工頻變壓器取電，給便攜裝置帶來功率限制，
調整管當成分壓電阻來用，既傷管又費電，開關模式可解決此問題而且可不用工頻變壓器了。

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